1 引言
目前，一些设备仍沿用传统的400Hz 变频机组供电，具有笨重、效率低、噪声大，动态品质差、输出波形差等缺点。用静止变频电源取代它是发展的必然趋势。早期的晶闸管静止变频电源虽然克服了变频机组的许多缺点，但晶闸管的关断依赖负载或附加的关断电路，控制复杂，动态性能不理想，在技术性能上很难有新的突破。本文提出的变频电源，从根本上克服了上述弊端，是一种性能优良的静止变频电源。
2 主电路和系统控制结构
2. 1 变频电源的主电路结构
主电路结构如图1 所示。J S 为软启动控制，避免上电时浪涌电流对整流模块的冲击。
采用工业上比较流行的SPWM 控制策略。由于载波频率的高频化，SPWM 脉冲波的第一组谐波中心向高频端迁移，距基波频率甚远，如图2 所示。这就使得输出滤波网络得以小型轻量化，动态品质也得以改善。
输出滤波网络采用常K型两元件低通滤波器[5 ] 。滤波元件L 、C 的参数按下式选取：
L = R/ (πf c) (1)
C = 1/ (πf c R) (2)
式中 f c ———通带的高截止频率 R ———滤波器的特性阻抗
2. 2 系统的控制结构
系统控制结构如图3 所示。电流环作为输出电压控制环的辅助环，能成功地限制逆变器的输出电流，以防止逆变器过载，提高系统稳定性。
图中 Uge ———电压给定 Upc ———偏磁校正 Igd ———电流给定 Uxl ———限流给定
3 擎住效应及防护技术[1 ，2 ]
3. 1 擎住效应
IGBT 由四层PNPN 组成，内部形成一个寄生晶闸管，有可能由于再生作用而发生擎住。IGBT的擎住效应有两种模型：稳定导通时的静态擎住及关断时产生的动态擎住。
3. 2 静态擎住效应
IGBT的等效电路如图4a 所示。α1 、α2 分别是VT1 和VT2 的电流放大系数且为电压电流的函数。如果α1 增大，通过P 基区的空穴电流Ih 也增大，当Up = Ih Rp > 0. 7V 时，NPN 管开通，VT1 、VT2 发生正反馈。已知当α1 + α2 = 1时，IGBT被擎住，栅极失去控制作用。IGBT 将发生破坏性损坏。
3. 3 动态擎住效应
考虑结电容的等效电路如图4b 所示， IGBT在关断时J2 结因反偏几乎承受着全部高压。结电容Cj2影响最大，仅考虑Cj2的影响。重加d v/ d t 使Cj2产生位移电流iDis ：
iDis∝d v/ d t (3)
擎住发生时有如下关系：
此时应为动态α，若不考虑α随电压的变化，仅考虑电流对其影响，则动态αs 定义为：
由上式可看出，擎住发生时αs1 + αs2 = 1。此时与静态的α1 、α2 无关。管电流随iDis位移电流迅猛增加，关断时重加d v/ d t 最为有害。
3. 4 擎住效应的防护
由上述可知，IGBT 的擎住效应是由器件的特殊结构决定的。应为IGBT 设计良好的周边电路，抑制擎住的发生，主要从以下几方面考虑。
(1) 避免IGBT超过热极限
IGBT的擎住电流与温度有关，参见图5。散热器的温度以不超过70 ℃为宜。因温度升高后，NPN 管开通的偏置电压不再是0. 7V ，而是随温度的升高而下降；p + 区的横向电阻RP 随温度升高而增大，二者的影响均促使擎住电流下降。
(2) 选择合理的驱动条件
IGBT的动静态特性与门极驱动条件密切相关。正反向驱动电压±Uge 、门极电阻Rg 对IGBT的饱和压降、开关损耗、短路耐量等都有不同程度影响。经验表明，正向驱动以13V ≤Ug ≤15V ，反向驱动以- 7V ≤- Uge ≤- 5V 为宜。在开关损耗允许的情况下，Rge 应适当选大。
(3) 利用缓冲电路限制过压
IGBT感性关断时产生的浪涌电压一方面可能使IGBT的关断轨迹位于安全工作区之外，另一方面使管耗增加，温度升高对抑制擎住不利。必须使用缓冲电路消除这种开关浪涌。缓冲电路采用阻止放电型结构，如图6 所示。各参数按下列关系选取：
式中 Ls ———引线电感，以1μH/ m计 Io ———IGBT最大脉冲电流值 K ———额定减小系数，非重复时K= 1 ，重复时K = 0. 8
Ucep ———集射间的峰值电压，Ucep = Ud + UFM +Lsd i/ d Ud ———直流高压 UFM ———二极管暂态正向压降，1200V 级取40～60V
实测电压尖峰ΔU = Ucep - Ud <100V ，缓冲效果比较明显。
(4) 过流或短路故障时应使IGBT 缓关断
故障情况下， 由于关断时随着MOSFET 沟道的减小， 电流会流过Rp ，使Up 升高， IGBT 可能会进入擎住。而简单快速地关断IGBT ，会产生较大的d i/ d t 和d v/ d t ，也可能促使IGBT 进入擎住。应该在IGBT耐量允许的前提下，设法缓关断IGBT。
(5) 合理选择器件等级和开关频率
IGBT功率模块电流等级参考下式选取：
ic = NPo/ (ηDmaxUdmin) (14)
式中 Po ———额定输出功率 N ———功率裕量系数 η ———效率
Dmax ———最大占空比 Udmin ———最低直流高压
高速型IGBT的优选频率范围是10～15kHz(硬开关) 。开关频率太高，管耗大，温升高，可靠性下降。以单相4kW的静止变频电源为例，选用富士2MBI50L - 120 功率模块。频率调制比mf = 33 ，载波频率f = 400 ×33 = 13. 2kHz。经主电路倍频以后，逆变桥输出的SPWM 脉冲波的频率为26. 4kHz ，其频谱见图2。
4 控制、驱动及保护电路
由EPROM和D/ A 构成调制波产生电路是目前较好的办法。将参考正弦按规则采样法离线算好后存于EPROM 中，若为三相电源，参考正弦三相互差120°，使用一片最小容量的普通型EPROM即可。基本电路如图7 所示。
因为三角波载波的斜边是与参考正弦在台阶处相交，比较器不存在抖动问题，不需附加任何措施，稳定可靠。
5 主要技术指标
单相4kW变频电源：
输入 50Hz ，380V ， ±10 %
输出 单相115V/ 230V ， ±10 %可调
电压调整率 < 1 %
输出波形 正弦波，THD < 3 % ，单次谐波< 2 %
频率 400Hz ， ±30Hz 可调
过载能力 120 % ，10 分钟
效率 > 80 %
6 结论
单相4kW 变频电源在两种雷达上试用成功。在此基础上，已派生出各种规格的电源。实现了实用化和系列化。已广泛用于部队、院校、民航、科研单位等，用户反映良好。
